一种直接测量运算放大器输入差分电容的方法（一）
简介
输入电容可能会成为高阻抗和高频运算放大器（op amp）应用的一个主要规格。值得注意的是，当光电二极管的结电容较小时，运算放大器的输入电容会成为噪声和带宽问题的主导因素。运算放大器的输入电容和反馈电阻在放大器的响应中产生一个极点，从而影响稳定性并增加较高频率下的噪声增益。因此，稳定性和相位裕量可能会降低，输出噪声可能会增加。实际上，以前的一些CDM（差模电容）测量技术依据的是高阻抗反相电路、稳定性分析以及噪声分析。这些方法可能会非常繁琐。
在诸如运算放大器之类的反馈放大器中，总有效输入电容由CDM与负输入共模电容（或对地的CCM–）并联组成。CDM难以测量的原因之一是运算放大器的主要任务是防止两个输入不相关。与测量CDM的难度相比，直接测量对地的正输入共模电容CCM＋相对容易一些。在运算放大器的同相引脚上放置一个较大的串联电阻并施加正弦波或噪声源，就可以使用网络分析仪或频谱分析仪来测量由运算放大器输入电容而产生的－3 dB的频率响应。假定CCM＋和CCM–相同，特别是对于电压反馈放大器。但是，这些年来，测量CDM变得日益困难；运算放大器的固有特性会迫使其输入相等，从而自举CDM，因此所使用的各种不同的技术都无法令人满意。当输入被强制分开并进行电流测量时，输出将试图进行对抗。－检测CDM的传统方法是间接测量，该方法依赖于相位裕度的降低，且因并联使用CCM–等其他电容而变得更复杂。
我们希望待测运算放大器能够像客户平时的用法一样，在闭环条件下正常运行并执行功能。建议的一种可行方法是分离输入并进行输出削波，但是这可能会使内部电路无法工作（取决于运算放大器拓扑），因此实测电容可能无法反映实际工作电容。在这种方法中，不会对输入进行过度分离，以避免输入级的非线性以及过多的输出摆幅或削波。本文将介绍一种简单直接的CDM测量方法。
图1．直接测量LTspice中的CDM阻抗。绘制V（r）／I（R1）曲线以获得阻抗。在本例中，在1 MHz频率下，－89．996°时Z为19．89437kΩ （10（85．97／20）），利用公式C ＝ 1／（2π× Z × Freq），Z正好为8 pF。
测量CDM的新方法
作者决定只使用增益为1的缓冲电路，并使用电流源激励输出和反相输入。输出和反相输入将仅在运算放大器允许的范围内变动。在低频下，输出的变动很小，因此通过CDM的电流会很小。而在过高频率下，测试可能会无效，况且结果也没用。但在中频下，运算放大器的增益带宽会下降，但不至于太低，输出变动仍可提供足够大的电压激励和可测量的通过CDM的电流。
LTspice 的本底噪声几乎不受限制，因此可以进行简单的测试仿真，如图1所示。当发现该技术在LTspice中相当准确有效后，接下来的问题就是“我可否在现实世界中获得足够的SNR以进行良好的测量？”
该相位角几乎等于－90°，这表明阻抗是容性的。2 pF共模电容不会破坏测量，因为CCM–不在路径中，且1／（2 × π × Freq × CCM＋） ＞＞ 1 Ω。
