有源滤波器设计工具比较（二）
这些标称响应形状与目标接近但不完全一致。RC器件容差的影响使已经偏移标称结果的预期响应形状进一步扩大。灰色LMP7711的RC值是经过GBW调整的，在图中看起来拟合最差，与Q的拟合也最差，但是它的RMS拟合误差最小，并且与fo和所得的f－3dB拟合最好。显然，如果标称响应已经相对于目标偏移了，那么在包含RC容差时，改善这种拟合以提供更多以目标为中心的扩展还有很长的路要走（注意：ADI工具还提供了响应扩展包络数据下载——但这超出了本文讨论的范围）。
继续使用TI和Intersil工具的RC结果，这里列出了略微不同的目标：
这些工具似乎都只为“理想”运放提供RC方案。为了测试使用相对较慢（17MHz、LMP7711）的器件有何影响，这里只使用Webench和Intersil的RC值，用150MHz GBW的OPA300模型仿真的结果也会显示。
对于理想运放公式，相对标准阻值的初始误差似乎在0．38％至0．59％的范围内。假设有一个理想的运放，从Filterpro下载第一列和第二列响应数据显示出相似的初始误差。使用17MHz GBW（LMP7711）模型进行仿真时，误差从3．21％增加到5．1％。使用更为“理想”的器件（如150MHz GBW的OPA300）重新运行，误差降低到1％RMS以下。图3显示了表2的设计在增益峰值附近的响应形状。
这里最佳拟合来自Intersil的RC值（假设是一款理想运放）和快得多的OPA300。看来在ADI工具推荐的GBW的低端使用器件会导致相对较大的标称拟合误差。在需要采用较低GBW（和功率）器件的地方，谨慎的做法是采用一个调整过GBW的RC程序。显然，使用像OPA300这样快得多的器件可以提高拟合精度——但在这些示例中，其代价是，OPA300的电流高达12mA，而LMP7711仅为1．15mA。
不同方案的输出点噪声和SNR
假设LMP7711、LTC6240和ISL28110运放固有的输入电压噪声约为6nV至7nV，对该滤波器的RC方案进行调整。为简单起见，噪声比较都将在TINA中使用LMP7711模型来完成。检查该模型，平带中的输入噪声为4．9nV／√Hz，而不是数据手册中给出的超过1／f转角的更高频率下的5．9nV。为了将这些仿真明显的输入电压噪声提高到RC方案中假定的约6．0nV，只需在执行MFB噪声比较仿真之前，在非反相输入端添加一个602Ω的电阻接地，然后利用运放模型噪声进行均方根处理。由于这是一款CMOS输入放大器，因此可以放心地忽略输入电流噪声的影响。图4显示了使用ADI工具生成的、经过GBW调整的RC值的电路和输出点噪声。仿真中一个新元件是在非反相输入端增加的一个接地的602Ω电阻，用来在与从简单的100V／V测试仿真增益得到的固有4．9nV／√Hz相结合时，生成运放模型数据手册中指定的5．9nV／√Hz数据。
图4的点噪声曲线显示了1kHz起始点处的1／f拐角，然后在中频区域趋于平坦，并在谐振频率附近达到峰值。由于这种拓扑结构固有的噪声增益峰值（NG），大多数有源滤波器设计都会显示出这种噪声尖峰。4个设计示例将采用这种仿真得出平带和峰值噪声。
一种查看积分噪声的方法是使SNR形成特定的预期最大Vpp输出。这些设计示例还会针对SNR进行仿真，并使用4Vpp最大输出的假定（在TINA的噪声面板中输入1．414Vrms的4Vpp RMS值）积分到1MHz。表3总结了使用4种设计的噪声仿真结果。
图5是使用LMP7711 TINA模型对表3中4组RC值示例仿真得到的输出点噪声与频率关系图。
观察图5的噪声图，得到下面的结论：
Intersil值给出了最高的平带噪声（最高电阻值），但在该水平上峰值最低；
其它3种设计的平带噪声几乎相同，其中ADI设计的峰值最小；
FilterPro设计的峰值最高，原因是输入电阻大于回路内电阻；
平带内的输入参考噪声并非远大于LMP7711模型＋602Ω噪声的5．9nV／Hz。这表明电阻已被调整到只会轻微影响总体结果的范围。R2／R3比率（以及由此产生的噪声增益零点位置）的差异对积分噪声和相应的SNR有更大影响；
ADI和Intersil的RC方案的信噪比，比FilterPro设计要好1dB以上。这是因为与其它三种方案相比，FilterPro设计的噪声增益零点展得更宽了。这些差异是由于RC方案全都针对相同的滤波器响应形状。
